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・ＳＲＡ−１０Ｓもどき。
・初段差動アンプ出力をエミッタフォロアでバッファリングし終段差動アンプをドライブ。終段差動アンプのコレクタ出力をアンプの出力とし、ＮＦＢもそこから初段に電流帰還。要するに２段差動アンプ。
・終段コレクタ電圧を、初段のＲ３の調整で３００Ｖ程度にすると最大出力電圧が稼げる。その場合の終段Q４、Q５のアイドリング電流は５．８７ｍＡ程度。帰還回路のＲ１５、Ｒ１６に１ｍＡ程度分流するため、Ｒ１３、Ｒ１４には６．８６ｍＡ程度のアイドリング電流が流れる。
・終段コレクタ出力のＤＣレベルは３００Ｖなので、出力にＤＣカットのためＣ２、Ｃ３がシリーズで挿入されているが、ＮＦＢループ的にはＤＣアンプ。
・Ｑ１〜Ｑ５は全てシミュレーション上のダミー。Ｑ４、Ｑ５は２ＳＣ１１０１とか２ＳＣ１１６７とかであったらしいが、他は知らない。
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・負荷１２０ｐＦ時のゲイン−周波数特性を観る。
・オープンゲイン（赤）は、低域で８０ｄＢ。
・クローズドゲイン（緑）は、低域で６０ｄＢ。
・ループゲイン≒ＮＦＢ量（青）は、低域で２０ｄＢ。
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・終段Ｑ４、Ｑ５のコレクタ間のＣ１、５０ｐＦは何か？
・を、観るために、Ｃ１をパラメトリックに０．００１ｐＦ（無しに相当）、２５ｐＦ、５０ｐＦ、１００ｐＦ、２００ｐＦとしたゲイン−周波数特性を観る。負荷はオープン（無負荷）である。
・Ｃ１が０．００１ｐＦ（無しに相当）の場合には２．５ＭＨｚ付近にピークが生じている。この結果からすると、Ｃ１＝５０ｐＦは位相補正。
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・同様、今度は負荷に１２０ｐＦ（ＳＲ−３０７相当）がつながった場合を観る。
・この場合は、負荷の１２０ｐＦも位相補正となるので、Ｑ４、Ｑ５のコレクタ間のＣ１は不要ということ。
・要すれば５０ｐＦのＣ１は、負荷オープン時の発振を防ぐための位相補正。 |
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・負荷１２０ｐＦ時の低域での最大出力を観る。
・入力は１ｋＨｚ正弦波で、パラメトリックに０．５Ｖｐ−ｐ、０．５１Ｖｐ−ｐ、０．５２Ｖｐ−ｐ、０．５３Ｖｐ−ｐ、０．５４Ｖｐ−ｐ。
・入力０．５４Ｖｐ−ｐで出力電圧が飽和し、負荷Ｃ４に流れる電流（赤）も０Ａ付近で正弦波軌跡から外れ、鍵型軌跡になっている。
・ので、最大出力電圧は入力０．５３Ｖｐ−ｐで出力≒４８０Ｖｐ−ｐ≒３３９Ｖr.m.s.といったところ。
・なお、公称は３００Ｖr.m.s．。公称の方は、歪率も加味して設定しているものだから、違うのは当たり前。
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・負荷１２０ｐＦ時の２０ｋHzでの最大出力を観る。
・入力は２０ｋHz正弦波で、パラメトリックに０．２Ｖｐ−ｐ、０．２５Ｖｐ−ｐ、０．２６Ｖｐ−ｐ ０．３Ｖｐ−ｐ。
・高域については、ある周波数以上の最大出力電圧は、電源電圧ではなく、終段アイドリング電流と負荷Ｃとのスルーレートで決まる。
・この場合、終段のアイドリング電流は５．８７ｍＡ、負荷１２０ｐＦなのだが、位相補正のＣ１＝５０ｐＦがこれにパラになるので負荷は１７０ｐＦ、よってスルーレート（ＳＲ）はＩ／Ｃ＝３４．５Ｖ／ｕＳ。従って、２０ｋＨｚ正弦波での最大出力電圧はＳＲ／（２π・２００００）≒２７５Ｖｐ−ｐとなるところ、抵抗負荷であるため、それに流れる電流と、帰還回路に分流する電流もあるので、そうはならない。
・そこで、出力電圧（緑）のほか、終段Ｑ４（青）、Ｑ４（水色）のコレクタ電流と、Ｃ４（赤）に流れる電流を観る。
・入力０．３Ｖｐ−ｐでは、Ｑ４、Ｑ４のコレクタ電流が上下で飽和し、負荷Ｃ４に流れる電流も正側ピークからの下降時と負側ピークからの上昇時に暴れが生じている。
・負荷１２０ｐＦ時の２０ｋHzでの最大出力は、入力０．２６Ｖｐ−ｐ時の２３０Ｖｐ−ｐ≒１６３Ｖr.m.s.程度といったところ。
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・負荷１２０ｐＦ時の１０ｋHz方形波応答。
・入力は１０ｋHz方形波で、パラメトリックに０．１Ｖｐ-ｐ、０．２Ｖｐ−ｐ、０．４Ｖｐ−ｐ、０．８Ｖｐ−ｐ。
・出力波形（緑）は素直な応答であるが、終段トランジスタＱ４（水色）とＱ５（ピンク）のコレクタ電流波形と、負荷Ｃ４に流れる電流波形（赤）は、入力０．２Ｖ以上の場合にどの波形も立ち上がり、立ち下がり時に発振状況となっており、あまり芳しくはない。
・まぁ、ダミーに用いたトランジスタのモデルパラメータ等の問題かな。
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・ＳＲM−１もどき。
・２段差動アンプ出力に終段エミッタフォロア。終段エミッタ出力をアンプの出力とし、ＮＦＢもそこから初段に電流帰還。
・終段エミッタ電圧を、初段のＲ３の調整で３１０Ｖ程度にすると最大出力電圧が稼げる。この場合の終段Q４、Q５のアイドリング電流は７．１４ｍＡ程度だが、帰還回路のＲ１５、Ｒ１６に１ｍＡ程度分流するため、Ｒ１０、Ｒ１１には６．１１ｍＡ程度のアイドリング電流が流れる。
・終段エミッタ出力のＤＣレベルは３００Ｖ超なので、Ｃ２、Ｃ３がＤＣカットのため出力にシリーズに挿入されているが、ＮＦＢループ的にはＤＣアンプ。
・Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５はシミュレーション上のダミー。Ｑ４、Ｑ５は２ＳＣ１８２８だったようだが、他は知らない。
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・負荷１２０ｐＦ時のゲイン−周波数特性。
・オープンゲイン（赤）は、低域で８５ｄＢ。
・クローズドゲイン（緑）は、低域で６０ｄＢ。
・ループゲイン≒ＮＦＢ量（青）は、低域で２５ｄＢ。
・７５０ｋＨｚ付近にこぶがある。原因は知らない。
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・負荷１２０ｐＦ時の低域での最大出力。
・入力は１ｋＨｚ正弦波で、パラメトリックに０．４Ｖｐ−ｐ、０．５Ｖｐ−ｐ、０．６Ｖｐ−ｐ、０．７Ｖｐ−ｐ。
・入力０．７Ｖｐ−ｐでは、出力電圧が飽和し、負荷Ｃ４に流れる電流（赤）も０Ａ付近で鍵型に折れ曲がる。
・ので、最大出力電圧は入力０．６Ｖｐ−ｐで出力≒５４０Ｖｐ−ｐ≒３８２Ｖr.m.s.といったところ。
・公称４１０Ｖr.m.s．≒５８０Ｖｐ−ｐだったようだが、そこまで出ない。
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・負荷１２０ｐＦ時の２０ｋHzでの最大出力。
・入力は２０ｋHz正弦波で、パラメトリックに０．４５Ｖｐ−ｐ、０．４７Ｖｐ−ｐ、０．４９Ｖｐ−ｐ。
・入力０．４９Ｖｐ−ｐでは、Ｑ４、Ｑ４のエミッタ電流が上下で飽和し暴れが生じており、負荷Ｃ４に流れる電流もピークからの下降時に暴れが生じる。
・ので、入力０．４７Ｖｐ−ｐで最大出力電圧３６０Ｖｐ−ｐ≒２５５Ｖr.m.s.程度。
・終段のアイドリング電流は７．１４ｍＡ、負荷１２０ｐＦなので、スルーレートは５９．５Ｖ／ｕＳ。従って、２０ｋＨｚ正弦波での最大出力電圧は≒４７３Ｖｐ−ｐとなるはずだが、終段の負荷抵抗Ｒ１０、Ｒ１１と、帰還回路のＲ１５、Ｒ１６にも電流が分流し、負荷Ｃ４に回せる電流は最大５．４ｍＡｐ−ｐ。結果スルーレートは４５Ｖ／ｕＳ。従って、２０ｋＨｚ正弦波での最大出力電圧は≒３６０Ｖｐ−ｐ。といった感じ。
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・負荷１２０ｐＦ時の１０ｋHz方形波応答。
・入力は１０ｋHz方形波で、パラメトリックに０．１Ｖｐ-ｐ、０．２Ｖｐ−ｐ、０．４Ｖｐ−ｐ、０．８Ｖｐ−ｐ。
・出力波形（緑）は素直な応答。
・終段トランジスタＱ４（水色）とＱ５（ピンク）のコレクタ電流波形と、負荷Ｃ４に流れる電流波形（赤）も、どの入力電圧の場合にも一部リンギングが生じているが、総じては綺麗なのでこの程度なら問題ない？
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・ちなみに、同上で位相補正の３ｐＦをなくすと、
・出力波形には多少リンギングが生じる程度のように見えるが、Ｑ４とＱ５のエミッタ電流波形と、負荷Ｃ４に流れる電流波形にはかなりリンギングが生じており、芳しくない。
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・右は１０ｐＦの場合。
・出力応答波形は大分丸くなるが、Ｑ４とＱ５のエミッタ電流波形と、負荷Ｃ４に流れる電流波形は、入力０．８Ｖｐ−ｐ時以外は素直なものになる。
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・ＳＲM−１／ＭＫ２もどき。
・２段差動アンプそのもの。２段目の差動アンプ出力をそのままアンプの出力とし、ＮＦＢもそこから初段に電流帰還。
・ＳＲＡ−１０Ｓもどきも要すれば２段差動アンプだったが、これはプラスマイナス２電源となって、出力のＤＣカットコンデンサーも排除され、完全ＤＣアンプ化。
・したがって、出力ＤＣ電圧は０Ｖでなければならないので、Ｒ２９を調整して０Ｖとする。そうすると必然的に終段のアイドリング電流は３６０Ｖ／５４ｋΩ＝６．６７ｍＡ。
・出力のプラスマイナス最大電圧が非対称とならないように、マイナス電圧がプラス電圧＋２０Ｖとなっている。
・Ｑ８、Ｑ９の２ＳＣ４５６６はシミュレーション上のダミーで、元は２ＳＣ３１４８であったらしい。
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・オープンゲイン（赤）は、低域で１０９ｄＢ。
・クローズドゲイン（緑）は、低域で６０ｄＢ。
・ループゲイン≒ＮＦＢ量（青）は、低域で４９ｄＢ。
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・負荷１２０ｐＦ時の低域での最大出力。
・入力は１ｋＨｚ正弦波で、パラメトリックに０．６Ｖｐ-ｐ、０．７Ｖｐ−ｐ、０．８Ｖｐ−ｐ。
・これから、最大出力電圧は入力電圧０．７Ｖｐ−ｐ時に≒６４７Ｖｐ−ｐ≒４５７Ｖr.m.s.。
・公称は３７０Ｖr.m.s．≒５３０Ｖｐ−ｐ。大分控えめ。
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・負荷１２０ｐＦ時の２０ｋHzでの最大出力。
・入力は２０ｋHz正弦波で、パラメトリックに０．３５Ｖｐ−ｐ ０．４Ｖｐ−ｐ ０．４５Ｖｐ−ｐ、０．５Ｖｐ−ｐ、０．６Ｖｐ−ｐ。
・出力電圧波形からは、入力０．６Ｖｐ−ｐで最大出力電圧５２０Ｖｐ−ｐも正常に出力出来ているように見える。
・が、Ｑ６、Ｑ７のコレクタ電流波形（青、空色）と負荷Ｃ３に流れる電流波形（赤）を観ると、入力０．４Ｖｐ−ｐを超えると、Ｑ６、Ｑ７のコレクタ電流は最小値が０ｍＡで飽和し、Ｃ３に流れる電流も波形に暴れが生じていることから、入力０．４Ｖｐ−ｐ、最大出力電圧は３５０Ｖｐ−ｐ≒２４７Ｖr.m.s.が良いあたりか。
・終段のアイドリング電流は６．６７ｍＡだが、２段目差動アンプの負荷抵抗と、帰還回路にも電流が分流し、負荷Ｃ３に回せる電流は最大５．２５ｍＡｐ−ｐで、結果スルーレートは４３．７５Ｖ／ｕＳ。従って、２０ｋＨｚ正弦波での最大出力電圧は≒３５０Ｖｐ−ｐといった感じ。
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・負荷１２０ｐＦ時の１０ｋHz方形波応答。
・入力は１０ｋHz方形波で、パラメトリックに０．１Ｖｐ-ｐ、０．２Ｖｐ−ｐ、０．４Ｖｐ−ｐ、０．８Ｖｐ−ｐ。
・出力電圧波形は非常に素直である。が、２段目差動アンプＱ６、Ｑ７の出力コレクタ電流波形（空色、ピンク）と、負荷Ｃ３に流れる電流波形（赤）を観ると、入力０．２Ｖｐ−ｐ以上の場合、やや乱れがある。
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・ちなみに、同上で位相補正の４ｐＦをなくすと、
・出力電圧波形自体にもリンギングが生じるし、Ｑ６、Ｑ７の出力コレクタ電流波形と、負荷Ｃ３に流れる電流波形もかなり乱れている。
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・位相補正値をいじって、右は１０ｐＦの場合。
・出力応答波形はそれほど丸くならないままＱ６、Ｑ７の出力コレクタ電流波形と負荷Ｃ３に流れる電流波形は、より素直なものとなる。
・が、だからどうこう、ということではない。
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・ＳＲM−T１もどき。
・初段差動アンプ出力を、フォールデットカスコードで折り返して、終段の真空管による差動アンプ出力をそのままアンプの出力とし、ＮＦＢもそこから初段に電流帰還。
・三段構成に見えるが、実質はＳＲＭ−１／ＭＫ２もどきと同様２段差動アンプ。これも完全ＤＣアンプ。
・したがって出力は０Ｖでなければならないので、Ｒ２７を調整して０Ｖとする。そうすると必然的に終段のアイドリング電流は３２０Ｖ／６６ｋΩ＝４．８５ｍＡ。
・出力のプラスマイナス最大電圧が非対称とならないように、マイナス電圧がプラス電圧＋３０Ｖとなっている。
・Ｄ１〜Ｄ６は保護回路なので、シミュレーション上意味はない。
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・オープンゲイン（赤）は、低域で９４ｄＢ。
・クローズドゲイン（緑）は、低域で６０ｄＢ。
・ループゲイン≒ＮＦＢ量（青）は、低域で３４ｄＢ。
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・負荷１２０ｐＦ時の低域での最大出力。
・入力は１ｋＨｚ正弦波で、パラメトリックに０．４Ｖｐ-ｐ、０．４５Ｖｐ−ｐ、０．４６Ｖｐ−ｐ、０．４８ｐ−ｐ、０．５Ｖｐ−ｐ。
・これから、最大出力電圧は入力電圧０．４６Ｖｐ−ｐ時４２６Ｖｐ−ｐ≒３０１Ｖr.m.s.。
・公称３００Ｖr.m.s．≒４２４Ｖｐ−ｐ。
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・負荷１２０ｐＦ時の２０ｋHzでの最大出力。
・入力は２０ｋHz正弦波で、パラメトリックに０．２Ｖｐ−ｐ ０．２５Ｖｐ−ｐ ０．２８Ｖｐ−ｐ、０．３Ｖｐ−ｐ。
・出力電圧波形からは、入力０．３Ｖｐ−ｐで最大出力電圧２８０Ｖｐ−ｐも正常に出力出来ているように見える。
・が、Ｕ１、Ｕ２のプレート電流波形（青、空色）と負荷Ｃ１に流れる電流波形（赤）を観ると、入力０．２８Ｖｐ−ｐでＵ１、Ｕ２のプレート電流は最小値が０ｍＡと限界に達し、Ｃ１に流れる電流に暴れが生じない限界もそこであること分かる。最大出力電圧は、入力０．２８Ｖｐ−ｐ時の２５９Ｖｐ−ｐ≒１８３Ｖr.m.s.。
・終段のアイドリング電流は４．８５ｍＡだが、６ＦＱ７の負荷抵抗と帰還回路にも電流が分流し、負荷Ｃ１に回せる電流は最大３．８ｍＡｐ−ｐ。結果スルーレートは３２．５Ｖ／ｕＳ。従って、２０ｋＨｚ正弦波での最大出力電圧は≒２５９Ｖｐ−ｐ。といった感じ。
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・負荷１２０ｐＦ時の１０ｋHz方形波応答。
・入力は１０ｋHz方形波で、パラメトリックに０．１Ｖｐ-ｐ、０．２Ｖｐ−ｐ、０．４Ｖｐ−ｐ、０．８Ｖｐ−ｐ。
・出力電圧波形は非常に素直である。が、終段Ｕ１、Ｕ２のプレート電流波形（空色、ピンク）と、負荷Ｃ１に流れる電流波形（赤）を観ると、かなり乱れている。
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・ちなみに、同上で位相補正の１０ｐＦをなくすと、
・出力電圧波形にはオーバーシュート、アンダーシュートが生じるが、終段Ｕ１、Ｕ２のプレート電流波形と、負荷Ｃ１に流れる電流波形は、かえって乱れが小さくなった。
・いくつかシミュレーションしてみると、これを１５ｐＦにすると、出力電圧波形そのものが発振状態になってしまう。
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・では、と、これは、位相補正をＵ１、Ｕ２のグリッド−プレート間の１０ｐＦで行った場合。
・出力電圧波形はやや丸くなるが、終段Ｕ１、Ｕ２のプレート電流波形と、負荷Ｃ１に流れる電流波形は綺麗だ。
・このシミュレーションに用いたモデルでは位相補正はこの方が適切？
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・私のＣ案。
・この状態で２段目差動アンプＱ６、Ｑ７のコレクタ電流は４．６ｍＡである。
・ＳＴＡＸの現行純正機にこういう構成のものはないので、この構成のものは私が初めてかな？と思っていたのだが、とうの昔に純正のＳＲＭ−１／ＭＫ２で採用されていたのだね。
・かつてＣ案を検討した際とはモデルが変わっているので、改めてシミュレートしてみる。
・最初に位相補正の適正値。
・Ｃ１、Ｃ２を０．０００１ｐＦ（無しに相当）、０．５ｐＦ、１ｐＦ、２ｐＦ、４ｐＦ、８ｐＦとするパラメトリック解析。
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・まず、無負荷の場合。
・オープンゲイン（赤）は、低域で１１８ｄＢ。
・クローズドゲイン（緑）は、低域で５４ｄＢ。
・ループゲイン≒ＮＦＢ量（青）は、低域で６４ｄＢ。
・無負荷の場合、位相補正なしでは４．５ＭＨｚ付近にピークを生じて上手くない。
・で、位相補正Ｃ１、Ｃ２は０．５ｐＦで問題はなさそう。
・が、位相補正０．５ｐＦ以上の場合１０ＭＨｚ以上の下降局面にピークが出来る。
・何故か？は不明だが、この辺は用いるモデルによるので気にしない。（爆）
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・次に、実使用の負荷１２０ｐＦの場合。
・この場合は位相補正Ｃ１、Ｃ２はなくとも良いとの結果。
・負荷の１２０ｐＦにより２段目差動アンプの高域のゲインが下がる、その意味で負荷の１２０ｐＦが位相補正になっているためだが、この場合、１０ＭＨｚ以上の下降局面にピークもなくなった。
・結論として、位相補正Ｃ１、Ｃ２は０．５ｐＦで良い。
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・念ののため、負荷Ｃ３の容量がさらに増加した場合にどうなるかを観る。
・負荷Ｃ３を４８０ｐＦにした場合。
・位相補正的には、負荷Ｃ３の容量の増加はより安全方向に働く。ので、やはり位相補正は０．５ｐＦで良い。
・ところで、負荷Ｃ３の容量の増加は、高域のゲインを狭める方向に働くことも分かる。
・負荷Ｃ３の容量が増えるほどにそのインピーダンスがより低域から小さくなるためで、この回路構成では当然。
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・負荷１２０ｐＦ時の低域での最大出力。
・入力は１ｋＨｚ正弦波で、パラメトリックに０．８Ｖｐ-ｐ、０．９Ｖｐ−ｐ、１Ｖｐ−ｐ、１．０５ｐ−ｐ、１．２Ｖｐ−ｐ。
・これから、最大出力電圧は入力電圧１．０５Ｖｐ−ｐ時の５０４Ｖｐ−ｐ≒３５６Ｖr.m.s.。入力１．２Ｖｐ−ｐでは、出力電圧が飽和し、負荷Ｃ３に流れる電流（赤）も０Ａ付近で鍵型になるとともに暴れが生じている。
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・負荷１２０ｐＦ時の２０ｋHzでの最大出力。
・入力は２０ｋHz正弦波で、パラメトリックに０．５Ｖｐ−ｐ ０．６Ｖｐ−ｐ ０．６２Ｖｐ−ｐ、０．７Ｖｐ−ｐ。
・出力電圧波形からは、入力０．７Ｖｐ−ｐの際にも正常な出力電圧が出ているように見えるが、Ｑ６、Ｑ７のコレクタ電流波形（空色、ピンク）と負荷Ｃ３に流れる電流波形（赤）を観ると、入力０．６２Ｖｐ−ｐでＱ６、Ｑ７のコレクタ電流は最小値が０ｍＡと限界に達し、Ｃ３に流れる電流に暴れが生じない限界もそこであること分かる。
・最大出力電圧は、入力０．６２Ｖｐ−ｐ時の２９５Ｖｐ−ｐ≒２０９Ｖr.m.s.。
・終段のアイドリング電流は４．６ｍＡだが、帰還回路にも電流が分流し、負荷Ｃに回せる電流は最大４．３８ｍＡｐ−ｐ。結果スルーレートは３６．５Ｖ／ｕＳ。従って、２０ｋＨｚ正弦波での最大出力電圧は≒２９０Ｖｐ−ｐ。
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・負荷１２０ｐＦ時の１０ｋHz方形波応答。
・入力は１０ｋHz方形波で、パラメトリックに０．２Ｖｐ-ｐ、０．４Ｖｐ−ｐ、０．８Ｖｐ−ｐ、１．６Ｖｐ−ｐ。
・出力電圧波形は非常に素直である。
・Ｑ６、Ｑ７のコレクタ電流波形と、負荷Ｃ３に流れる電流波形は、なかなか幾何学的。
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・時間軸を伸ばしてみると、
・なかなか面白い応答だが、発振のような乱れはない。
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・ちなみに、同上で位相補正の５ｐＦをなくすと、
・ほとんど変化はない。
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・私のＡ案。
・この状態で終段プッシュプルエミッタフォロアＱ１２、Ｑ１４、Ｑ１６、Ｑ１８のエミッタ電流は１０．１ｍＡである。
・これも、かつて検討した際とは、モデルが変わっているので、改めてシミュレートする。
・最初に位相補正の適正値。
・Ｃ１、Ｃ２を０．０００１ｐＦ（無しに相当）、０．５ｐＦ、１ｐＦ、２ｐＦとするパラメトリック解析。
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・まず、無負荷の場合。
・オープンゲイン（赤）は、低域で１１９ｄＢ。
・クローズドゲイン（緑）は、低域で５４ｄＢ。
・ループゲイン≒ＮＦＢ量（青）は、低域で６５ｄＢ。
・無負荷の場合、位相補正なしでは２ＭＨｚ付近に鋭いピークを生じて上手くない。
・で、位相補正Ｃ１、Ｃ２は０．５ｐＦで問題なさそう。
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・次に、実使用の負荷１２０ｐＦの場合。
・この場合も位相補正Ｃ１、Ｃ２は０．５ｐＦで問題ない。
・さらに負荷容量を増やしてシミュレートしてみたが、状況に変化はなく、よって、位相補正は０．５ｐＦで良い。
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・が、出力にシリーズのＲ４２、Ｒ４３の１ｋΩを取り外してしまうとこう。
・フォロアの場合、容量負荷には要注意。この場合、Ｒ４２、Ｒ４３の１ｋΩは必須。
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・逆に、出力にシリーズにＲ４２、Ｒ４３の１ｋΩを入れておけば、右は負荷Ｃ７を１０倍の１２００ｐＦにした場合だが、この場合も位相補正Ｃ１、Ｃ２は０．５ｐＦで問題ない。
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・負荷１２０ｐＦ時の低域での最大出力。
・入力は１ｋＨｚ正弦波で、パラメトリックに０．９Ｖｐ-ｐ、１Ｖｐ−ｐ、１．０７Ｖｐ−ｐ、１．１Ｖｐ−ｐ。
・これから、最大出力電圧は入力電圧１．０７Ｖｐ−ｐ時の５１７Ｖｐ−ｐ≒３６６Ｖr.m.s.。入力１．１Ｖｐ−ｐでは、出力電圧が飽和し、負荷Ｃ９に流れる電流（赤）も０Ａ付近で鍵型になる。
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・負荷１２０ｐＦ時の２０ｋHzでの最大出力。
・入力は２０ｋHz正弦波で、パラメトリックに０．９Ｖｐ-ｐ、１Ｖｐ−ｐ、１．０７Ｖｐ−ｐ、１．１Ｖｐ−ｐ。
・入力電圧も１ｋＨｚ入力の場合と同じであり、出力電圧波形も負荷Ｃ９に流れる電流波形（赤）も全く同じ。違うのは負荷Ｃ９に流れる電流値。Ｑ１２とＱ１４のエミッタ電流波形（青、空色）も同じであることが分かる。
・終段がプッシュプルで、そのアイドリング電流も１０．１ｍＡなので、２０ｋＨｚにおいても、最大出力電圧は、終段のアイドリング電流ではなく、電源電圧によって制限されている。
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・この場合は、高域５０ｋＨｚ正弦波まで低域と同じ最大出力電圧が得られる。
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・負荷１２０ｐＦ時の１００ｋHzでの最大出力。
・入力は１００ｋHz正弦波で、パラメトリックに０．５Ｖｐ−ｐ ０．５５Ｖｐ−ｐ ０．６Ｖｐ−ｐ。
・結果、１００ｋＨｚ正弦波では、入力０．５５Ｖｐ−ｐ時に最大出力電圧２６３Ｖｐ−ｐ≒１８６Ｖｒ．ｍ．ｓ．。
・終段がプッシュプルで、そのアイドリング電流が１０ｍＡだから、負荷Ｃ９に供給できる電流は２０ｍＡである。従って、スルーレートは１６７Ｖ／ｕＳ。従って１００ｋＨｚ正弦波での最大出力電圧は２６５Ｖｐ−ｐ。と、いうこと。
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・負荷１２０ｐＦ時の１０ｋHz方形波応答。
・入力は１０ｋHz方形波で、パラメトリックに０．２Ｖｐ-ｐ、０．４Ｖｐ−ｐ、０．８Ｖｐ−ｐ、１．６Ｖｐ−ｐ。
・出力電圧波形は非常に素直である。
・Ｑ１２、Ｑ１４のエミッタ電流波形と、負荷Ｃ７に流れる電流波形は、早すぎて見えにくい。
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・ので、時間軸を伸ばしてみると、
・綺麗だね。
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・私のB案。
・この状態で、終段エミッタフォロアＱ１０、Ｑ１１のエミッタ電流は１０．７ｍＡである。
・最初に位相補正の適正値を探る。
・Ｃ１、Ｃ２を０．００１ｐＦ（無しに相当）、０．５ｐＦ、１ｐＦ、２ｐＦ、４ｐＦとするパラメトリック解析。
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・無負荷の場合。
・オープンゲイン（赤）は、低域で１１９ｄＢ。
・クローズドゲイン（緑）は、低域で５４ｄＢ。
・ループゲイン≒ＮＦＢ量（青）は、低域で６５ｄＢ。
・無負荷の場合、位相補正なしでは３ＭＨｚ付近にややピークを生じて上手くないが、位相補正Ｃ１、Ｃ２は０．５ｐＦで何の問題なさそうだ。
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・次に、実使用時の負荷１２０ｐＦの場合。
・この場合も位相補正Ｃ１、Ｃ２は０．５ｐＦで問題ない。
・さらに負荷容量を増やしてシミュレートしても状況に変化はなく、よって、位相補正は０．５ｐＦで良い。
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・が、出力にシリーズのＲ２２、Ｒ２３の１ｋΩを取り外してしまうとこう。
・やはりフォロア。この場合Ｒ２２、Ｒ２３の１ｋΩは必須。
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・逆に、出力にシリーズのＲ２２、Ｒ２３の１ｋΩを入れておけば、右は負荷Ｃ７を１０倍の１２００ｐＦにした場合だが、この場合も位相補正Ｃ１、Ｃ２は０．５ｐＦで問題ない。
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・負荷１２０ｐＦ時の低域での最大出力。
・入力は１ｋＨｚ正弦波で、パラメトリックに１．３Ｖｐ-ｐ、１．４Ｖｐ−ｐ、１．４４Ｖｐ−ｐ、１．５５Ｖｐ−ｐ。
・これから、最大出力電圧は入力電圧１．４４Ｖｐ−ｐ時の６９５Ｖｐ−ｐ≒４９１r.m.s.。入力１．５５Ｖｐ−ｐでは、出力電圧が飽和し、負荷Ｃ３に流れる電流（赤）も０Ａ付近で鍵型になるほか暴れが生じる。
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・負荷１２０ｐＦ時の２０ｋHzでの最大出力。
・入力は２０ｋＨｚ正弦波で、パラメトリックに１．３Ｖｐ-ｐ、１．４Ｖｐ−ｐ、１．４４Ｖｐ−ｐ、１．５５Ｖｐ−ｐ。
・入力電圧も１ｋＨｚ入力の場合と同じであり、出力電圧波形と負荷Ｃ３に流れる電流波形は、負荷Ｃ３に流れる電流値が大きくなっていることを除けば基本的に同じ。
・終段のアイドリング電流が１０．７ｍＡなので、２０ｋＨｚにおいても終段のアイドリング電流による最大出力電圧は、電源電圧により制限される１ｋＨｚ正弦波の場合と同じである。
・終段エミッタフォロアＱ１０、Ｑ１１のエミッタ電流波形（空色、ピンク）も、負荷Ｃ３に流れる電流波形（赤）も入力１．５５Ｖｐ−ｐの場合乱れが生じている。
・ので、正弦波２０ｋＨｚにおける最大出力電圧は１．４４Ｖｐ−ｐ時の６９７Ｖｐ−ｐ≒４９３Ｖ。
・終段のアイドリング電流が１０．７ｍＡだから、負荷Ｃ９に供給できる電流は１０．４ｍＡである。従って、スルーレートは８６．７Ｖ／ｕＳ。従って２０ｋＨｚ正弦波での最大出力電圧は６９０Ｖｐ−ｐ。
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・負荷１２０ｐＦ時の１０ｋHz方形波応答。
・１０ｋHz方形波だが、この際ダブルパラメトリックに入力が０．２Ｖｐ-ｐ、０．４Ｖｐ−ｐ、０．８Ｖｐ−ｐ、１．６Ｖｐ−ｐに、そして、出力にシリーズの抵抗Ｒ２２、Ｒ２３が１ｋΩ、５．１ｋΩ、１０ｋΩ。
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・結果がこう。
・何故か、出力にシリーズのＲ２２、Ｒ２３が１ｋΩの場合、立ち上がり、立ち下がり時にオーバーシュートがある。
・５．１ｋΩ、１０ｋΩではそれが消える。
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・ちょっと見にくいので、時間軸を拡大する。
・と、その様子がよく分かる。
・終段フォロアの場合、容量負荷でＮＦＢが不安定になりやすいが、出力にシリーズに抵抗をシリーズに挿入することによってこれを防げる。が、その抵抗値にも最適値がある。
・この場合、Ｒ２２、Ｒ２３は５．１ｋΩが妥当のようだ。
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・なので、Ｒ２２、Ｒ２３を５．１ｋΩとして、
・負荷１２０ｐＦ時の１０ｋHz方形波応答。
・入力は、パラメトリックに０．２Ｖｐ-ｐ、０．４Ｖｐ−ｐ、０．８Ｖｐ−ｐ、１．６Ｖｐ−ｐ。
・出力電圧波形は非常に素直である。
・Ｑ１０、Ｑ１１のエミッタ電流波形と、負荷Ｃ３に流れる電流波形は、こんなものかな。
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・時間軸を伸ばしてみると、
・それなり。
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・が、
・右はその方形波応答時の、終段エミッタフォロアＱ１０のベース電圧（赤）とエミッタ電圧（青）、そしてその差電圧（黄）の推移を観たもの。
・Ｑ１０は、出力とは逆位相となるので、出力が立ち上がる局面ではＱ１０のベースもエミッタも立ち下がらなければならないのだが、ベース電位が高速に立ち下がっているのに、エミッタ電位がこれに追随できず、結果、ベース−エミッタ間になんと数百Ｖ（この場合最大７００Ｖ）の逆電圧がかかってしまっている。
・シミュレーションではこれでもＱ１０は壊れないが、実機でこれをやったら、Ｑ１０は破損だ。
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・こちらは、Ｑ１１であるが、Ｑ１１は出力とは同位相となるので、出力が立ち上がる局面ではＱ１０のベースもエミッタも立ち上がらなければならないのだが、こちらはベース電位もエミッタ電位も高速に立ち上がっている。ベース電位とエミッタ電位が逆バイアスになることもないようだ。
・シングルエミッタフォロアに容量が負荷となった場合、容量を充電する立ち上がりでは急速に容量を充電できるのに、立ち下がりではトランジスタがカットオフ状態になるので、容量の放電をアクティブに出来ず、負荷Ｃ３の電位を下げられない。
・要すれば、エミッタ電位は終段の動作電流と負荷Ｃ３の容量で定まるスルーレートでしか立ち下がれない。のに、ＮＦＢの作用で前段はベース電位をさらに引き下げようとする。結果、ベース−エミッタ間に数百Ｖの逆電圧がかかってしまう。
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・それを、負荷１２０ｐＦ時の２０ｋHzでの最大出力で観る。
・入力は２０ｋＨｚ正弦波で、パラメトリックに１．３Ｖｐ-ｐ、１．４Ｖｐ−ｐ、１．４４Ｖｐ−ｐ、１．５５Ｖｐ−ｐ。
・終段エミッタフォロアＱ１０、Ｑ１１のベース電位、エミッタ電位とその差電圧を観る。
・入力１．４４Ｖまでは、ベース電位とエミッタ電位は重なっているが。入力１．５５Ｖ時には、０Ｖから下降の局面で、ベース電位の下降速度が速まり、これにエミッタ電位の下降速度が追いつけず、結果、ベース−エミッタ電位に最大マイナス１００Ｖ程度の逆バイアス電圧がかかることが分かる。
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・時間軸を拡大。
・結論として、シングルエミッタフォロアのＢ案では、終段にそのアイドリング電流と負荷Ｃの容量で定まるスルーレートを超える信号を入力してはいけないのだ。
・だから、アンプの入力にローパスフィルターを入れて、そういう信号がアンプに入らないようにしないといけない。
・また、実機に負荷１２０ｐＦをつないで、方形波を入れてその応答をオシロで見るなどということをしてはいけない。
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・ちなみに、これは終段がプッシュプルエミッタフォロアであるＡ案の場合。
・こちらは何の問題も生じない。
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・プッシュプルエミッタフォロアは、負荷Ｃに対して、充電時も放電時もカットオフすることはなく、アクティブに対応できる。だから、シングルエミッタフォロアのＢ案のような問題は生じない。
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・シングルエミッタフォロアのＢ案のこの問題、何とかならないか。
・エミッタ電位が終段の動作電流と負荷Ｃ３の容量で定まるスルーレートでしか立ち下がれないのに、ＮＦＢの作用で前段はベース電位をさらに引き下げようとする結果、ベース−エミッタ間に数百Ｖの逆電圧がかかってしまう。
・のであれば、逆電圧がかかる状態になる際に、それがトランジスタの耐圧を超えないように、Ｑ１０、Ｑ１１のベース-エミッタ間に保護ダイオードを挿入して、これを０．６Ｖに制限すればどうか。
・それが右。Ｄ５、Ｄ６を追加。
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・なんと、Ｑ１０のベースも電位が高速に立ち下がることがなくなり、ベース−エミッタ間に数百Ｖの逆電圧がかかることがなくなった。
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・信号と同相に立ち上がる場合をタイミングのＱ１１側は、もとより問題はなかったのだが、良く見るとさらに問題のない応答になっているのが分かる。
・う〜ん。。。これでＢ案で実際に作るモチベーションが高まるか？
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・ＳＲM−３１３もどき。
・初段差動アンプに、２段目は差動アンプではなく、定電流回路を負荷としたエミッタ接地回路、そして終段は定電流回路を負荷としたエミッタフォロア。
・カタログによれば、エミッタフォロアを採用して低インピーダンス化したとあるが、１２０ｐＦ程度のコンデンサーをドライブするのに低インピーダンス化に何の意味があるのか、さらに高域出力帯域幅に直結する終段エミッタフォロアのアイドリング電流は２．１ｍＡ程度であることなど、いまいちエミッタフォロア採用の意味が分からない感じ。
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・オープンゲイン（赤）は、低域で１０６ｄＢ。
・クローズドゲイン（緑）は、低域で６０ｄＢ。
・ループゲイン≒ＮＦＢ量（青）は、低域で４６ｄＢ。
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・負荷１２０ｐＦ時の低域での最大出力。
・入力は１ｋＨｚ正弦波で、パラメトリックに０．５Ｖｐ-ｐ、０．５５Ｖｐ−ｐ、０．６Ｖｐ−ｐ、０．６５Ｖｐ−ｐ。
・これから、最大出力電圧は入力電圧０．６Ｖｐ−ｐ時の５９０Ｖｐ−ｐ≒４１７Ｖr.m.s.。入力０．６５Ｖｐ−ｐでは、出力電圧が飽和し、負荷Ｃ３に流れる電流（赤）も０Ａ付近で鍵型になる。
・公称３５０Ｖr.m.s.。
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・負荷１２０ｐＦ時の２０ｋHzでの最大出力。
・入力は２０ｋHz正弦波で、パラメトリックに０．１２Ｖｐ−ｐ ０．１４Ｖｐ−ｐ ０．１６Ｖｐ−ｐ。
・出力電圧波形も、入力０．１６Ｖｐ−ｐの際に歪んでいることが分かるが、Ｑ１０、Ｑ１１のエミッタ電流波形（空色、ピンク）と負荷Ｃ３に流れる電流波形（赤）を観ると、入力０．１４Ｖｐ−ｐでＱ１０、Ｑ１１のエミッタ電流は最小値が０ｍＡと限界に達し、Ｃ３に流れる電流に暴れが生じない限界もそこであること分かる。
・最大出力電圧は、入力０．１４Ｖｐ−ｐ時の１３２Ｖｐ−ｐ≒９３Ｖr.m.s.。
・終段のアイドリング電流は２．１ｍＡだが、帰還回路にも電流が分流し、負荷Ｃに回せる電流は最大２ｍＡｐ−ｐ。結果スルーレートは１６．７Ｖ／ｕＳ。従って、２０ｋＨｚ正弦波での最大出力電圧は≒１３３Ｖｐ−ｐ。といった感じ。
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・負荷１２０ｐＦ時の１０ｋHz方形波応答。
・入力は、パラメトリックに０．１Ｖｐ−ｐ、０．２Ｖｐ−ｐ、０．４Ｖｐ−ｐ、０．８Ｖｐ−ｐ。
・終段スルーレートが１６．７Ｖ／ｕＳでは、こんなものか。入力０．４Ｖｐ−ｐ以上では、方形波ではなくて、三角波になってしまう。
・Ｑ１０、Ｑ１１のエミッタ電流波形（空色、ピンク）と、負荷Ｃ３に流れる電流波形（赤）は、こんなものかな。
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・このアンプには１０ｋＨｚ方形波応答は荷が重いので、負荷１２０ｐＦ時の１ｋHz方形波応答を観よう。
・入力は、パラメトリックに０．１Ｖｐ−ｐ、０．２Ｖｐ−ｐ、０．４Ｖｐ−ｐ、０．８Ｖｐ−ｐと同じ。
・ちょっと見にくい。
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・時間軸を伸ばしてみると、
・やはり、方形波応答にはオーバーシュート、アンダーシュートがある。
・Ｑ１０、Ｑ１１のエミッタ電流波形（空色、ピンク）と、負荷Ｃ３に流れる電流波形（赤）は、定電流回路で電流を縛られていること、その他の要因も絡んでいるのだろう。面白い軌跡だ。
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・で、Ｂ案と同様に、この場合の終段エミッタフォロアＱ１０のベース電圧（空色）とエミッタ電圧（ピンク）、そしてその差電圧（黄）の推移を観ると、
・Ｑ１０は、出力とは逆位相となるので、出力が立ち上がる局面ではＱ１０のベースもエミッタも立ち下がらなければならないのだが、ベース電位はあっという間に立ち下がっている（電源電圧による限界の−３００Ｖまで）のに、エミッタ電位がこれに追随できず（出来ないだけでなく、逆に当初電位が上がっている）、結果、ベース−エミッタ間になんと数百Ｖ（この場合最大７５０Ｖ）の逆電圧がかかってしまっている。
・この辺り私のＢ案の場合と全く同じだ。
・大丈夫？
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・なので、Ｂ案の場合と同じように、Ｑ１０、Ｑ１１のベース-エミッタ間に保護ダイオードを挿入してみる。
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・な〜んと、
・ベース−エミッタ間に逆電圧がかかる問題が解決するだけではなく、出力方形波の立ち上がり速度が上がり、オーバーシュートもない、素晴らしい応答波形になってしまった。
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・のは、何故か？
・を、探るために、終段Ｑ１０のエミッタ電流の推移（空色）とＱ１１のエミッタ電流の推移（ピンク）を表示させてみると、
・な〜んと、Ｑ１１のエミッタ電流が、負荷の定電流回路で縛った電流値を超えて１５ｍＡ近くまで流れ、これが負荷のＣ３（１２０ｐＦ）に出力電流として流れていることが分かる。だから、スルーレートが大幅に改善し、結果このような綺麗な方形波が出力されることになった訳だ。
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・これなら１０ｋＨｚ方形波でも大丈夫ではないか。と、負荷１２０ｐＦ時の１０ｋHz方形波応答。
・入力は、パラメトリックに０．１Ｖｐ−ｐ、０．２Ｖｐ−ｐ、０．４Ｖｐ−ｐ、０．８Ｖｐ−ｐ。
・終段スルーレートが大幅に改善したので、Ｄ１、Ｄ２がない場合とは比較にならないほど素晴らしい方形波出力波形である。
・オーバーシュート、アンダーシュートも消えた。
・これからすると、オーバーシュート、アンダーシュートの原因が、終段のスルーレートや、終段エミッタフォロアの場合はＣ負荷でのトランジスタのカットオフも原因であると推察される。
・Ｑ１０、Ｑ１１のエミッタ電流波形（空色、ピンク）と、負荷Ｃ３に流れる電流波形（赤）を良く観ると、Ｑ１０のエミッタ電流増加時はＱ１１のエミッタ電流は０ｍＡに、Ｑ１１のエミッタ電流増加時はＱ１０のエミッタ電流は０ｍＡになっていることが分かる。
・出力段は、Ｑ１０→Ｃ３→Ｑ１１、または、Ｑ１１→Ｃ３→Ｑ１０の電流経路で電流が流れて出力波形を作るのだから、これはおかしなことである。
・となると、この場合、Ｑ１０→Ｃ３→Ｘ、または、Ｑ１１→Ｃ３→ＸのＸに電流が流れていることになる。
・Ｘはどこだ？
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・を、探るために、さらに、Ｄ１に流れる電流推移（青）、Ｄ２に流れる電流推移（黄）、２段目のＱ６のコレクタ電流推移（灰）、そして同じく２段目のＱ７の電流推移（茜）を表示させてみると、
・大体分かるが、込み入っていて見にくい。
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・ので、時間軸を拡大すると、
・出力の立ち上がり場面では、出力のＱ１１の電流が負荷Ｃ３を経て、まずはＱ１０へ流れ、Ｑ１０がカットオフするとともに、Ｑ１０のベース−エミッタ間のＤ１に流れることが分かる。
・そして、そのＤ１に流れた電流は、この回路構成ではそうなるしかないと思うが、なんと２段目のＱ７に流れている。要するにＱ１１→Ｃ３→Ｄ１→Ｑ７。
・出力の立ち下がりの場面では、Ｑ１０→Ｃ３→Ｄ２→Ｑ６だ。
・驚いたね。要すればＱ１０とＱ１１のプッシュプルが、Ｑ１０が０ｍＡにカットオフするとＱ１１とＱ７のプッシュプルに、Ｑ１１が０ｍＡにカットオフするとＱ１０とＱ６のプッシュプルに自動的に移行して出力波形を作り出すのだ。
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・驚いたね。このＳＲＭ−３１３もどきの回路。
・各部の電流を絞って、通常時の消費電力を減らしておきながら、必要なときには、終段ＴＲと２段目ＴＲでのプッシュプルにより、大きなスルーレートを確保して、出力段に大きなアイドリング電流を流したドライバーユニットと同等の高域出力帯域幅を確保している。
・そうなるのは、終段ＴＲと２段目ＴＲでのプッシュプルの際には、保護回路による電流制限がかからない回路構成となっているから。実に上手い。
・２段目が差動アンプでなく、ただのエミッタ接地である理由もこれで明らか。差動アンプにしたのでは、その最大電流が動作点の２倍に縛られしまう。
・さらに、私のＢ案とは異なり、２段目のエミッタ接地ＴＲと終段エミッタフォロアのＴＲが同じ極性のＴＲで構成されているのも、終段ＴＲと２段目ＴＲでのプッシュプルを構成するためには必然だ。
・すごいね。このＳＲＭ−３１３もどきの回路。
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・が、ＳＲＭ−３１３もどきの回路とほぼ同じ回路構成と思われる、手持ちのＳＲＭ−３２３ＡとＳＲＭ−２５２Ｓのどこを見ても、Ｄ１、Ｄ２らしきものは見あたらない。（爆）
・となると、やはりＳＲＭ−３１３もどきの回路も、Ｄ１、Ｄ２はないと考えるべき。
・ＳＲＭ−３１３もどきのこの解析も間違いに違いない。（爆）
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・ＳＲＭ−００１もどき
・の終段。
・何の変哲もない差動アンプ。２ＳＫ１１７は今やディスコン。今となっては表面実装の２ＳＫ２１４５とか２ＳＫ３３２０とかかな。
・高耐圧の２ＳＣ３４０５もディスコンなので、今となっては２ＳＣ６１２７かな。で、それをカスコード接続して耐圧を稼いで高電圧動作を可能とし、Ｄ−Ｇ帰還ＮＦＢを掛ける。
・これで大丈夫なの？と思えるほどシンプルな構成のドライバー。
・この状態でＪ１、Ｊ２のアイドリング電流は０．２５ｍＡ程度。
・どの程度の性能が得られるのか？
・まずはゲイン−周波数特性。
・ついでに位相補正の適正値を探るために、位相補正Ｃ３、Ｃ５を０．０００１ｐＦ（無しに相当）、０．１ｐＦ、０．２ｐＦ、０．３ｐＦ、０．４ｐＦ０．５ｐＦとするパラメトリック解析。
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・まずは無負荷の場合。
・オープンゲイン（赤）は低域で７３ｄＢ、クローズドゲイン（緑）は低域で３４ｄＢ。
・２ＳＫ１１７のｇｍはＩｄ＝０．２５ｍＡでは４．５ｍＳ程度（２ＳＫ２１４５も２ＳＫ３３２０もチップは同じなのか同様）なので、負荷１ＭΩだからゲインは４．５＊１０００＝４５００＝７３ｄＢ。クローズドゲインはＮＦＢを構成する抵抗の比Ｒ８（Ｒ９）／Ｒ４（Ｒ１）＝１５ＭΩ／３００ｋΩ＝５０＝３４ｄＢ。
・なかなか立派なものだ。
・位相補正のＣ３、Ｃ５は、ないと３００ｋＨｚ付近にピークを生じるので上手くないが、０．１ｐＦで問題ないようだ。
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・負荷４４ｐＦの場合。
・動作電流が小さいので高域特性がオクターブ分下がった。
・位相補正のＣ３、Ｃ５は、やはり、ないと７０ｋＨｚ付近にピークを生じるので上手くない。０．１ｐＦでも多少持ち上がりがありそうなので、安全を見て０．３ｐＦにしよう。
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・ものは試しなので、負荷１２０ｐＦの場合。
・位相補正的には、Ｃ３、Ｃ５は０．３ｐＦで良いが、周波数特性として見ると、１０ｋＨｚから低下してしまう。次に最大出力電圧的にも観るが、この点でもＳＲ−３０７相当の負荷１２０ｐＦは無理かもしれない。
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・負荷４４ｐＦ時の低域での最大出力。
・入力は１ｋＨｚ正弦波で、パラメトリックに４Ｖｐ-ｐ、６Ｖｐ−ｐ、７Ｖｐ−ｐ、７．５Ｖｐ−ｐ、８Ｖｐ−ｐ。
・これから、最大出力電圧は入力電圧７．５Ｖｐ−ｐ時の３６７Ｖｐ−ｐ≒２６０Ｖr.m.s.。入力８Ｖｐ−ｐでは、負荷Ｃ４に流れる電流（赤）も０Ａ付近で鍵型になる。
・一方、Ｊ１のドレイン電流（空色）もＪ２のドレイン電流（ピンク）も、入力電圧７．５Ｖｐ−ｐ時に０Ａの限界に達しており、１ｋＨｚ正弦波での出力限界が、電源電圧ではなく、Ｊ１、Ｊ２の動作電流によるものであることが分かる。
・要すれば、もっと周波数が低い領域では、もっと出力電圧が稼げるかもしれない。
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・と、いうことで、入力を１００Ｈｚ正弦波でやってみる。
・入力はパラメトリックに７Ｖｐ−ｐ、８Ｖｐ−ｐ、８．５Ｖｐ−ｐ、９Ｖｐ−ｐ。
・限界は電源電圧的にも動作電流的にも４００Ｖｐ−ｐ≒２８３Ｖr.m.sあたりかな。
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・負荷４４ｐＦ時の２０ｋHzでの最大出力。
・入力は２０ｋHz正弦波で、パラメトリックに０．９Ｖｐ−ｐ １Ｖｐ−ｐ １．１Ｖｐ−ｐ。
・出力電圧波形も、入力１．１Ｖｐ−ｐの際に歪んでいるかな？だが、Ｊ１、Ｊ２のドレイン電流波形（空色、ピンク）と負荷Ｃ４に流れる電流波形（赤）を観ると、入力１Ｖｐ−ｐでＪ１、Ｊ２のドレイン電流は最小値が０ｕＡと限界に達し、Ｃ４に流れる電流に暴れが生じない限界もそこであること分かる。
・最大出力電圧は、入力１Ｖｐ−ｐ時の４３Ｖｐ−ｐ≒３０Ｖr.m.s.。
・Ｊ１、Ｊ２アイドリング電流は２５０ｕＡだが、負荷Ｃ４に回せる電流は最大２３０ｕＡｐ−ｐ。結果スルーレートは５．２Ｖ／ｕＳ。従って、２０ｋＨｚ正弦波での最大出力電圧は≒４２Ｖｐ−ｐ。といった感じ。
・ちなみに、負荷が１２０ｐＦの場合はスルーレートが１．９Ｖ／ｕＳに下がり、従って、２０ｋＨｚ正弦波での最大出力電圧は１５．２５Ｖとなる。ので、やはりこれでＳＲ−３０７等の据え置き型のイヤースピーカーを鳴らすのは無理かな。
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・負荷４４ｐＦ時の１ｋHz方形波応答。このドライバーの場合は１０ｋHz方形波より１ｋHz方形波の方が分かりやすいはず。
・入力は、パラメトリックに１Ｖｐ−ｐ、２Ｖｐ−ｐ、４Ｖｐ−ｐ、８Ｖｐ−ｐ。
・単純な１段差動アンプであるが故か、負荷C４に流れる電流（赤）もＪ１のドレイン電流（空色）もＪ２のドレイン電流（ピンク）もごく綺麗である。
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・後学のために、負荷４４ｐＦ時の１０ｋHz方形波応答。
・こちらの方が分かりやすいか。（爆）
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・で、この一段差動アンプだけではゲインが不足するので、信号を更に２０ｄＢ程度増幅するとともに、アンバランス信号をバランス信号に変換するため、オペアンプを間に挿入。
・ＬＴ１００１はダミー。
・この状態で、終段差動アンプのJ１、J2のドレイン電流は０．２３ｍAである。上とは接続に違いがあるためちょっと電流が少なくなった。ので、最大出力等はやや低下するだろう。
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・負荷４４ｐＦの場合のゲイン−周波数特性。
・オペアンプのゲインが追加されて、トータルゲインは低域で５５ｄＢ程度。
・ゲイン−周波数特性の高域における下降特性は、この場合終段の差動アンプの特性によるものなので、上と変わらない。
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・負荷４４ｐＦ時の低域での最大出力。
・入力は１ｋＨｚ正弦波で、パラメトリックに０．４Ｖｐ-ｐ、０．５Ｖｐ−ｐ、０．６Ｖｐ−ｐ、０．６５Ｖｐ−ｐ。
・これから、最大出力電圧は入力電圧０．６Ｖｐ−ｐ時の３５２Ｖｐ−ｐ≒２４９Ｖr.m.s.。入力０．６５Ｖｐ−ｐでは、負荷Ｃ４に流れる電流（赤）も０Ａ付近で鍵型になる。
・Ｊ１、Ｊ２のドレイン電流が０．０２ｍA減ったために、１ｋHzにおける最大出力電圧が、上の場合の３６７Ｖｐ−ｐ≒２６０Ｖr.m.s.から３５２Ｖｐ−ｐ≒２４９Ｖr.m.s.に減った。
・公称２３０Vr.m.s.≒３２５Vｐ−ｐ。
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・負荷４４ｐＦ時の２０ｋHzでの最大出力。
・入力は２０ｋHz正弦波で、パラメトリックに０．０７Ｖｐ−ｐ、０．０８Ｖｐ−ｐ、０．０９Ｖｐ−ｐ。
・出力電圧波形も、入力０．０９Ｖｐ−ｐの際に歪んでいるが、Ｊ１、Ｊ２のドレイン電流波形（空色、ピンク）と負荷Ｃ４に流れる電流波形（赤）を観ると、入力０．０８Ｖｐ−ｐでＪ１、Ｊ２のドレイン電流は最小値が０ｕＡと限界に達し、Ｃ４に流れる電流に暴れが生じない限界もそこであること分かる。
・最大出力電圧は、入力０．０８Ｖｐ−ｐ時の４０Ｖｐ−ｐ≒２８．３Ｖr.m.s.。
・高域の限界は低い。が、耳穴に押し込んで鼓膜に極近いところで聴くカナル型イヤースピーカーにはこれで十分。と言うことが実物を聴くと明らか。
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・負荷４４ｐＦ時の１ｋHz方形波応答。
・入力は、パラメトリックに０．１Ｖｐ−ｐ、０．２Ｖｐ−ｐ、０．４Ｖｐ−ｐ、０．８Ｖｐ−ｐ。
・上の場合と特に違いはない。
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